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常见通信RF指标的内在和意义

2017-2-15 16:57| 发布者: 00d44| 查看: 1528| 评论: 0

摘要: 温故而知新这篇文章的初衷是源自给工厂工程师写的一份“操作指南”,按理说写这些东西对于工作了十来年的人来说应该是手到擒来的,但是真正写的时候就发现原本计划提纲挈领的东西写成了冗长无比的八股文。写完之后回 ...
温故而知新

这篇文章的初衷是源自给工厂工程师写的一份“操作指南”,按理说写这些东西对于工作了十来年的人来说应该是手到擒来的,但是真正写的时候就发现原本计划提纲挈领的东西写成了冗长无比的八股文。

写完之后回头读一读,发现其实问题只有一个:

基础概念!
基础概念!

基础概念!

重要的事情说三遍。

当你写完“EVM可能随着Front-End的IL增大而恶化”的时候,如果阅读者是一个基础概念知识都不好的工程师(工厂里的工程师很多都是如此),人家第一反应是“EVM是什么”,继而是“EVM是为什么会跟IL有关系”,然后还可能是“EVM还跟什么指标有关系”——这就没完没了了。

所以我这里打算“扯到哪算哪”,把一些常见的概念列举出来,抛砖引玉,然后看看效果如何。

Rx Sensitivity(接收灵敏度)

接收灵敏度,这应该是最基本的概念之一,表征的是接收机能够在不超过一定误码率的情况下识别的最低信号强度。这里说误码率,是沿用CS(电路交换)时代的定义作一个通称,在多数情况下,BER (bit error rate)或者PER (packet error rate)会用来考察灵敏度,在LTE时代干脆用吞吐量Throughput来定义——因为LTE干脆没有电路交换的语音信道,但是这也是一个实实在在的进化,因为第一次我们不再使用诸如12.2kbps RMC(参考测量信道,实际代表的是速率12.2kbps的语音编码)这样的“标准化替代品”来衡量灵敏度,而是以用户可以实实在在感受到的吞吐量来定义之。

SNR(信噪比)

讲灵敏度的时候我们常常联系到SNR(信噪比,我们一般是讲接收机的解调信噪比),我们把解调信噪比定义为不超过一定误码率的情况下解调器能够解调的信噪比门限(面试的时候经常会有人给你出题,给一串NF、Gain,再告诉你解调门限要你推灵敏度)。那么S和N分别何来?

S即信号Signal,或者称为有用信号;N即噪声Noise,泛指一切不带有有用信息的信号。有用信号一般是通信系统发射机发射出来,噪声的来源则是非常广泛的,最典型的就是那个著名的-174dBm/Hz——自然噪声底,要记住它是一个与通信系统类型无关的量,从某种意义上讲是从热力学推算出来的(所以它跟温度有关);另外要注意的是它实际上是个噪声功率密度(所以有dBm/Hz这个量纲),我们接收多大带宽的信号,就会接受多大带宽的噪声——所以最终的噪声功率是用噪声功率密度对带宽积分得来。

TxPower(发射功率)

发射功率的重要性,在于发射机的信号需要经过空间的衰落之后才能到达接收机,那么越高的发射功率意味着越远的通信距离。

那么我们的发射信号要不要讲究SNR?譬如说,我们的发射信号SNR很差,那么到达接收机的信号SNR是不是也很差?

这个牵涉到刚才讲过的概念,自然噪声底。我们假设空间的衰落对信号和噪声都是效果相同的(实际上不是,信号能够通编码抵御衰落而噪声不行)而且是如同衰减器一般作用的,那么我们假设空间衰落-200dB,发射信号带宽1Hz,功率50dBm,信噪比50dB,接收机收到信号的SNR是多少?

接收机收到信号的功率是50-200=-150Bm(带宽1Hz),而发射机的噪声50-50=0dBm通过空间衰落,到达接收机的功率是0-200=-200dBm(带宽1Hz)?这时候这部分噪声早已被“淹没”在-174dBm/Hz的自然噪声底之下了,此时我们计算接收机入口的噪声,只需要考虑-174dBm/Hz的“基本成分”即可。

这在通信系统的绝大部分情况下是适用的。

ACLR/ACPR

我们把这些项目放在一起,是因为它们表征的实际上是“发射机噪声”的一部分,只是这些噪声不是在发射信道之内,而是发射机泄漏到临近信道中去的部分,可以统称为“邻道泄漏”。

其中ACLR和ACPR(其实是一个东西,不过一个是在终端测试中的叫法,一个是在基站测试中的叫法罢了),都是以“Adjacent Channel”命名,顾名思义,都是描述本机对其他设备的干扰。而且它们有个共同点,对干扰信号的功率计算也是以一个信道带宽为计。这种计量方法表明,这一指标的设计目的,是考量发射机泄漏的信号,对相同或相似制式的设备接收机的干扰——干扰信号以同频同带宽的模式落到接收机带内,形成对接收机接收信号的同频干扰。

在LTE中,ACLR的测试有两种设置,EUTRA和UTRA,前者是描述LTE系统对LTE系统的干扰,后者是考虑LTE系统对UMTS系统的干扰。所以我们可以看到EUTRAACLR的测量带宽是LTE RB的占用带宽,UTRA ACLR的测量带宽是UMTS信号的占用带宽(FDD系统3.84MHz,TDD系统1.28MHz)。换句话说,ACLR/ACPR描述的是一种“对等的”干扰:发射信号的泄漏对同样或者类似的通信系统发生的干扰。

这一定义是有非常重要的实际意义的。实际网络中同小区邻小区还有附近小区经常会有信号泄漏过来,所以网规网优的过程实际上就是容量最大化和干扰最小化的过程,而系统本身的邻道泄漏对于邻近小区就是典型的干扰信号;从系统的另一个方向来看,拥挤人群中用户的手机也可能成为互相的干扰源。

同样的,在通信系统的演化中,从来是以“平滑过渡”为目标,即在现有网络上升级改造进入下一代网络。那么两代甚至三代系统共存就需要考虑不同系统之间的干扰,LTE引入UTRA即是考虑了LTE在与UMTS共存的情形下对前代系统的射频干扰。

Modulation Spectrum/Switching Spectrum

而退回到GSM系统,Modulation Spectrum(调制谱)和Switching Spectrum(切换谱,也有称为开关谱的,对舶来品不同翻译的缘故)也是扮演了邻道泄漏相似的角色。不同的是它们的测量带宽并不是GSM信号的占用带宽。从定义上看,可以认为调制谱是衡量同步系统之间的干扰,而切换谱是衡量非同步系统之间的干扰(事实上如果不对信号做gating,切换谱一定是会把调制谱淹没掉的)。

这就牵涉到另一个概念:GSM系统中,各小区之间是不同步的,虽然它用的是TDMA;而相比之下,TD-SCDMA和之后的TD-LTE,小区之间是同步的(那个飞碟形状或者球头的GPS天线永远是TDD系统摆脱不了的桎梏)。

因为小区间不同步,所以A小区上升沿/下降沿的功率泄漏可能落到B小区的payload部分,所以我们用切换谱来衡量此状态下发射机对邻信道的干扰;而在整个577us的GSM timeslot里,上升沿/下降沿的占比毕竟很少,多数时候两个相邻小区的payload部分会在时间上交叠,评估这种情况下发射机对邻信道的干扰就可以参考调制谱。

SEM (Spectrum Emission Mask)

讲SEM的时候,首先要注意它是一个“带内指标”,与spurious emission区分开来,后者在广义上是包含了SEM的,但是着重看的其实是发射机工作频段之外的频谱泄漏,其引入也更多的是从EMC(电磁兼容)的角度。

SEM是提供一个“频谱模版”,然后在测量发射机带内频谱泄漏的时候,看有没有超出模版限值的点。可以说它与ACLR有关系,但是又不相同:ACLR是考虑泄漏到邻近信道中的平均功率,所以它以信道带宽为测量带宽,它体现的是发射机在邻近信道内的“噪声底”;SEM反映的是以较小的测量带宽(往往100kHz到1MHz)捕捉在邻近频段内的超标点,体现的是“以噪声底为基础的杂散发射”。

如果用频谱仪扫描SEM,可以看到邻信道上的杂散点会普遍的高出ACLR均值,所以如果ACLR指标本身没有余量,SEM就很容易超标。反之SEM超标并不一定意味着ACLR不良,有一种常见的现象就是有LO的杂散或者某个时钟与LO调制分量(往往带宽很窄,类似点频)串入发射机链路,这时候即便ACLR很好,SEM也可能超标。

EVM(误差矢量)

首先,EVM是一个矢量值,也就是说它有幅度和角度,它衡量的是“实际信号与理想信号的误差”,这个量度可以有效的表达发射信号的“质量”——实际信号的点距离理想信号越远,误差就越大,EVM的模值就越大。

发射信号的EVM与SNR

EVM是如何与SNR扯上关系的呢?这里摘录一段度娘上的文献:

这是发射机天线口处的信噪比,反映的是发射信号的“固有信噪比”。

在(一)中我们曾经解释过为什么发射信号的信噪比不是那么重要,原因有二:第一是发射信号的SNR往往远远高于接收机解调所需要的SNR;第二是我们计算接收灵敏度时参考的是接收机最恶劣的情况,即在经过大幅度空间衰落之后,发射机噪声早已淹没在自然噪声底之下,而有用信号也被衰减到接收机的解调门限附近。

但是发射机的“固有信噪比”在某些情况下是需要被考虑的,譬如近距离无线通信,典型的如802.11系列。

802.11系列演进到802.11ac的时候,已经引入了256QAM的调制,对于接收机而言,即便不考虑空间衰落,光是解调这样高阶的正交调制信号就已经需要很高的信噪比,EVM越差,SNR就越差,解调难度就越高。

这是发射机天线口处的信噪比,反映的是发射信号的“固有信噪比”。

在(一)中我们曾经解释过为什么发射信号的信噪比不是那么重要,原因有二:第一是发射信号的SNR往往远远高于接收机解调所需要的SNR;第二是我们计算接收灵敏度时参考的是接收机最恶劣的情况,即在经过大幅度空间衰落之后,发射机噪声早已淹没在自然噪声底之下,而有用信号也被衰减到接收机的解调门限附近。

但是发射机的“固有信噪比”在某些情况下是需要被考虑的,譬如近距离无线通信,典型的如802.11系列。

802.11系列演进到802.11ac的时候,已经引入了256QAM的调制,对于接收机而言,即便不考虑空间衰落,光是解调这样高阶的正交调制信号就已经需要很高的信噪比,EVM越差,SNR就越差,解调难度就越高。

作为发射机性能指标的EVM

这里我想拓开来讲一下EVM在衡量发射机性能上的作用。

做802.11系统的工程师,往往用EVM来衡量Tx线性度;而做3GPP系统的工程师,则喜欢用ACLR/ACPR/Spectrum来衡量Tx线性性能。

从起源上讲,3GPP是蜂窝通信的演进道路,从一开始就不得不关注邻信道、隔信道(adjacent channel, alternative channel)的干扰(北邮通信工程毕业的学生应该都学过怎么按照六边形小区推算最近的邻频小区)。换句话说,干扰是影响蜂窝通信速率的第一大障碍,所以3GPP在演进的过程中,总是以“干扰最小化”为目标的:GSM时代的跳频,UMTS时代的扩频,LTE时代RB概念的引入,都是如此。

而802.11系统是固定无线接入的演进,它是秉承TCP/IP协议精神而来,以“尽最大能力的服务”为目标,802.11中经常会有时分或者跳频的手段来实现多用户共存,而布网则比较灵活(毕竟以局域网为主),信道宽度也灵活可变。总的来说它对干扰并不敏感(或者说容忍度比较高)。

通俗的讲,就是蜂窝通信的起源是打电话,打不通电话用户会去电信局砸场子;802.11的起源是局域网,网络不好大概率是先耐着性子等等(其实这时候设备是在作纠错和重传)。

这就决定了3GPP系列必然以ACLR/ACPR一类“频谱再生”性能为指标,而802.11系列则可以以牺牲速率来适应网络环境。

具体说来,“以牺牲速率来适应网络环境”,就是指的802.11系列中以不同的调制阶数来应对传播条件:当接收机发现信号差,就立即通知对面的发射机降低调制阶数,反之亦然。前面提到过,802.11系统中SNR与EVM相关很大,很大程度上EVM降低可以提高SNR。这样我们就有两种途径改善接收性能:一是降低调制阶数,从而降低解调门限;二是降低发射机EVM,使得信号SNR提高。

因为EVM与接收机解调效果密切相关,所以802.11系统中以EVM来衡量发射机性能(类似的,3GPP定义的蜂窝系统中,ACPR/ACLR是主要影响网络性能的指标);又因为发射机对EVM的恶化主要因为非线性引起(譬如PA的AM-AM失真),所以EVM通常作为衡量发射机线性性能的标志。

EVM与ACPR/ACLR的关系

很难定义EVM与ACPR/ACLR的定量关系,从放大器的非线性来看,EVM与ACPR/ACLR应该是正相关的:放大器的AM-AM、AM-PM失真会扩大EVM,同时也是ACPR/ACLR的主要来源。

但是EVM与ACPR/ACLR并不总是正相关,我们这里可以找到一个很典型的例子:数字中频中常用的Clipping,即削峰(嗯,不是那位辽国南院大王、前丐帮帮主)。Clipping是削减发射信号的峰均比(PAR),峰值功率降低有助于降低通过PA之后的ACPR/ACLR;但是Clipping同时会损害EVM,因为无论是限幅(加窗)还是用滤波器方法,都会对信号波形产生损伤,因而增大EVM。

PAR的源流

PAR(信号峰均比)通常用CCDF这样一个统计函数来表示,其曲线表示的是信号的功率(幅度)值和其对应的出现概率。譬如某个信号的平均功率是10dBm,它出现超过15dBm功率的统计概率是0.01%,我们可以认为它的PAR是5dB。

PAR是现代通信系统中发射机频谱再生(诸如ACLP/ACPR/Modulation Spectrum)的重要影响因素。峰值功率会将放大器推入非线性区从而产生失真,往往峰值功率越高、非线性越强。

在GSM时代,因为GMSK调制的衡包络特性,所以PAR=0,我们在设计GSM功放的时候经常把它推到P1dB,以得到最大限度的效率。引入EDGE之后,8PSK调制不再是衡包络,因此我们往往将功放的平均输出功率推到P1dB以下3dB左右,因为8PSK信号的PAR是3.21dB。

UMTS时代,无论WCDMA还是CDMA,峰均比都比EDGE大得多。原因是码分多址系统中信号的相关性:当多个码道的信号在时域上叠加时,可能出现相位相同的情况,此时功率就会呈现峰值。

LTE的峰均比则是源自RB的突发性。OFDM调制是基于将多用户/多业务数据在时域上和频域上都分块的原理,这样就可能在某一“时间块”上出现大功率。LTE上行发射用SC-FDMA,先用DFT将时域信号扩展到频域上,等于“平滑”掉了时域上的突发性,从而降低了PAR。

动态范围,温度补偿与功率控制

动态范围,温度补偿和功率控制很多情况下是“看不到”的指标,只有在进行某些极限测试的时候才会表现出它们的影响,但是本身它们却体现着RF设计中最精巧的部分。

“重剑无锋,大巧不工。”

——独孤求败。

射机动态范围

发射机动态范围表征的是发射机“不损害其他发射指标前提下”的最大发射功率和最小发射功率。

“不损害其他发射指标”显得很宽泛,如果看主要影响,可以理解为:最大发射功率下不损害发射机线性度,最小发射功率下保持输出信号信噪比。

最大发射功率下,发射机输出往往逼近各级有源器件(尤其末级放大器)的非线性区,由此经常发生的非线性表现有频谱泄漏和再生(ACLR/ACPR/SEM),调制误差(PhaseError/EVM)。此时最遭殃的基本上都是发射机线性度,这一部分应该比较好理解。

最小发射功率下,发射机输出的有用信号则是逼近发射机噪声底,甚至有被“淹没”在发射机噪声中的危险。此时需要保障的是输出信号的信噪比(SNR),换句话说就是在最小发射功率下的发射机噪声底越低越好。

在实验室曾经发生过一件事情:有工程师在测试ACLR的时候,发现功率降低ACLR反而更差(正常理解是ACLR应该随着输出功率降低而改善),当时第一反应是仪表出问题了,但是换一台仪表测试结果依然如此。我们给出的指导意见是测试低输出功率下的EVM,发现EVM性能很差;我们判断可能是RF链路入口处的噪声底就很高,对应的SNR显然很差,ACLR的主要成分已经不是放大器的频谱再生、而是通过放大器链路被放大的基带噪声。

接收机动态范围

接收机动态范围其实与之前我们讲过的两个指标有关,第一个是参考灵敏度,第二个是接收机IIP3(在讲干扰指标的时候多次提到)。

参考灵敏度实际上表征的就是接收机能够识别的最小信号强度,这里不再赘述。我们主要谈一下接收机的最大接收电平。

最大接收电平是指接收机在不发生失真情况下能够接收的最大信号。这种失真可能发生在接收机的任何一级,从前级LNA到接收机ADC。对于前级LNA,我们唯一可做的就是尽量提高IIP3,使其可以承受更高的输入功率;对于后面逐级器件,接收机则采用了AGC(自动增益控制)来确保有用信号落在器件的输入动态范围之内。简单的说就是有一个负反馈环路:检测接收信号强度(过低/过高)-调整放大器增益(调高/调低)-放大器输出信号确保落在下一级器件的输入动态范围之内。

这里我们讲一个例外:多数手机接收机的前级LNA本身就带有AGC功能,如果你仔细研究它们的datasheet,会发现前级LNA会提供几个可变增益段,每个增益段有其对应的噪声系数,一般来讲增益越高、噪声系数越低。这是一种简化的设计,其设计思想在于:接收机RF链路的目标是将输入到接收机ADC的有用信号保持在动态范围之内,且保持SNR高于解调门限(并不苛求SNR越高越好,而是“够用就行”,这是一种很聪明的做法)。因此当输入信号很大时,前级LNA降低增益、损失NF、同时提高IIP3;当输入信号小时,前级LNA提高增益、减小NF、同时降低IIP3。

温度补偿

一般来讲,我们只在发射机作温度补偿。

当然,接收机性能也是受到温度影响的:高温下接收机链路增益降低,NF增高;低温下接收机链路增益提高,NF降低。但是由于接收机的小信号特性,无论增益还是NF的影响都在系统冗余范围之内。

对于发射机温度补偿,也可以细分为两部分:一部分是对发射信号功率准确度的补偿,另一部分是对发射机增益随温度变化进行补偿。

现代通信系统发射机一般都进行闭环功控(除了略为“古老”的GSM系统和Bluetooth系统),因此经过生产程序校准的发射机,其功率准确度事实上取决于功控环路的准确度。一般来讲功控环路是小信号环路,且温度稳定性很高,所以对其进行温度补偿的需求并不高,除非功控环路上有温度敏感器件(譬如放大器)。

对发射机增益进行温度补偿则更加常见。这种温度补偿常见的有两种目的:一种是“看得见的”,通常对没有闭环功控的系统(如前述GSM和Bluetooth),这类系统通常对输出功率精确度要求不高,所以系统可以应用温度补偿曲线(函数)来使RF链路增益保持在一个区间之内,这样当基带IQ功率固定而温度发生变化时,系统输出的RF功率也能保持在一定范围之内;另一种是“看不见的”,通常是在有闭环功控的系统中,虽然天线口的RF输出功率是由闭环功控精确控制的,但是我们需要保持DAC输出信号在一定范围内(最常见的例子是基站发射系统数字预失真(DPD)的需要),那么我们就需要将整个RF链路的增益比较精确的控制在某个值左右——温补的目的就在于此。

发射机温补的手段一般有可变衰减器或者可变放大器:早期精度稍低以及低成本精度要求较低的情况下,温补衰减器比较常见;对精度要求更高的情形下,解决方案一般是:温度传感器+数控衰减器/放大器+生产校准。

发射机功率控制

讲完动态范围和温度补偿,我们来讲一个相关的、而且非常重要的概念:功率控制。

发射机功控是大多数通信系统中必需的功能,在3GPP中常见的诸如ILPC、OLPC、CLPC,在RF设计中都是必需被测试、经常出问题、原因很复杂的。我们首先来讲发射机功控的意义。

所有的发射机功控目的都包含两点:功耗控制和干扰抑制。

我们首先说功耗控制:在移动通信中,鉴于两端距离变化以及干扰电平高低不同,对发射机而言,只需要保持“足够让对方接收机准确解调”的信号强度即可;过低则通信质量受损,过高则空耗功率毫无意义。对于手机这样以电池供电的终端更是如此,每一毫安电流都需锱铢必量。

干扰抑制则是更加高级的需求。在CDMA类系统中,由于不同用户共享同一载频(而以正交用户码得以区分),因此在到达接收机的信号中,任何一个用户的信号对于其他用户而言,都是覆盖在同一频率上的干扰,若各个用户信号功率有高有高低,那么高功率用户就会淹没掉低功率用户的信号;因此CDMA系统采取功率控制的方式,对于到达接收机的不同用户的功率(我们称之为空中接口功率,简称空口功率),发出功控指令给每个终端,最终使得每个用户的空口功率一样。这种功控有两个特点:第一是功控精度非常高(干扰容限很低),第二是功控周期非常短(信道变化可能很快)。

在LTE系统中,上行功控也有干扰抑制的作用。因为LTE上行是SC-FDMA,多用户也是共享载频,彼此间也互为干扰,所以空口功率一致同样也是必需的。

GSM系统也是有功控的,GSM中我们用“功率等级”来表征功控步长,每个等级1dB,可见GSM功率控制是相对粗糙的。

干扰受限系统

这里提一个相关的概念:干扰受限系统。CDMA系统是一个典型的干扰受限系统。从理论上讲,如果每个用户码都完全正交、可以通过交织、解交织完全区分开来,那么实际上CDMA系统的容量可以是无限的,因为它完全可以在有限的频率资源上用一层层扩展的用户码区分无穷多的用户。但是实际上由于用户码不可能完全正交,因此在多用户信号解调时不可避免的引入噪声,用户越多噪声越高,直到噪声超过解调门限。

换而言之,CDMA系统的容量受限于干扰(噪声)。

GSM系统不是一个干扰受限系统,它是一个时域和频域受限的系统,它的容量受限于频率(200kHz一个载频)和时域资源(每个载频上可共享8个TDMA用户)。所以GSM系统的功控要求不高(步长较粗糙,周期较长)。

R

发射机功率控制与发射机RF指标

讲完发射机功控,我们进而讨论一下在RF设计中可能影响发射机功控的因素(相信很多同行都遇到过闭环功控测试不过的郁闷场景)。

对于RF而言,如果功率检测(反馈)环路设计无误,那么我们对发射机闭环功控能做的事情并不多(绝大多数工作都是由物理层协议算法完成的),最主要的就是发射机带内平坦度。

因为发射机校准事实上只会在有限的几个频点上进行,尤其在生产测试中,做的频点越少越好。但是实际工作场景中,发射机是完全可能在频段内任一载波工作的。在典型的生产校准中,我们会对发射机的高中低频点进行校准,意味着高中低频点的发射功率是准确的,所以闭环功控在进行过校准的频点上也是无误的。然而,如果发射机发射功率在整个频段内不平坦,某些频点的发射功率与校准频点偏差较大,因此以校准频点为参考的闭环功控在这些频点上也会发生较大误差乃至出错。

结语:

到这一篇为止,“常见通信RF指标的内在和意义”系列将告一段落。事实上通信相关的RF指标还有很多(不相信的话去看看3GPP的测试规范就知道,R&S一套8950卖那么贵不是没有道理的),我们只是粗略的摘取了一些我们在现有RF工程中经常遇到的。后续如果有读者希望讨论更多的通信RF指标,可以与我们联系,大家共同探讨进步。谢谢!


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